应用于V2G的双向CLLC谐振变换器充放电仿真【附参考文献】 1前级整流电路采用双向AC/DC单相PWM整流器正向采用恒压400V闭环反向采用恒功率控制输入220V输入单位功率因数 2后级DC/DC电路采用双向CLLC谐振变换器谐振频率150kHz采用PFM变频控制且闭环输出电压360V系统功率3.5kW。 3能量流动正向变换时单相交流电网向电动汽车输出360V反向变换时电动汽车向电网回馈能量 4参考文献 《应用于V2G的CLLC双向谐振变换器关键技术研究_陈宁》 《双向车载充电机中宽范围CLLC变换器的研究与设计》最近在搞V2G项目的硬件调试发现双向CLLC谐振变换器真是电动汽车与电网互动的宝藏电路。这种拓扑结构不仅能实现零电压开关降低损耗还自带双向能量传输的物理特性今天咱们就拆开说说这种结构的仿真实现细节。前级AC/DC环节用了单相PWM整流器参数配置直接上代码更直观% PWM整流器参数 Vin 220; % 输入电压 Vdc_ref 400; % 直流母线目标电压 P_rate 3500; % 系统额定功率 L_filter 2e-3; % 网侧滤波电感 C_dc 470e-6; % 直流母线电容正向运行时采用电压闭环这里有个小技巧——在Simulink里用电压外环嵌套电流内环结构时记得把PI控制器的抗饱和功能打开否则模式切换时容易炸管。反向并网时切换为恒功率控制这时候需要实时计算电网电压相位我通常用二阶广义积分器SOGI做锁相比传统PLL响应快30%左右。后级CLLC的谐振腔参数设计是关键直接上干货fr 150e3 # 谐振频率 Po 3500 # 功率 Cr (Po)/(4*np.pi**2*fr**2*Vdc_ref**2) # 谐振电容估算 Lr 1/(4*np.pi**2*fr**2*Cr) # 谐振电感 print(f谐振电容:{Cr*1e9:.2f}nF, 谐振电感:{Lr*1e6:.2f}uH)实际调试中发现死区时间设置必须跟着开关频率动态调整。这里分享个实测数据当频率从120kHz升到180kHz时最优死区应该从350ns缩减到200ns否则轻载时ZVS条件会被破坏。应用于V2G的双向CLLC谐振变换器充放电仿真【附参考文献】 1前级整流电路采用双向AC/DC单相PWM整流器正向采用恒压400V闭环反向采用恒功率控制输入220V输入单位功率因数 2后级DC/DC电路采用双向CLLC谐振变换器谐振频率150kHz采用PFM变频控制且闭环输出电压360V系统功率3.5kW。 3能量流动正向变换时单相交流电网向电动汽车输出360V反向变换时电动汽车向电网回馈能量 4参考文献 《应用于V2G的CLLC双向谐振变换器关键技术研究_陈宁》 《双向车载充电机中宽范围CLLC变换器的研究与设计》在PLECS里搭建的PFM控制模型长这样// 变频控制伪代码 void PFM_Control() { static float freq 150e3; float Vout Read_ADC(0); float Iout Read_ADC(1); if (Vout 358) { // 2V滞环 freq MAX(freq - 100, 120e3); } else if (Vout 362) { freq MIN(freq 100, 180e3); } Set_PWM_Freq(freq); }实测波形显示充电模式下电压超调量控制在3%以内需要引入前馈补偿。有个反直觉的现象增大谐振电容反而能改善轻载效率这是因为降低了环流损耗但代价是体积增加这波属于用空间换效率了。能量双向流动切换时发现前级和后级存在控制时序耦合问题。解决方法是在模式切换指令发出后先让后级CLLC停止开关动作5ms等前级整流器完全建立稳定母线电压再动作。这个时间差要是短于3ms系统崩溃概率直接飙升到70%。参考文献里提到的磁集成设计确实能缩减体积不过自己绕变压器时要注意原副边漏感要控制在谐振电感的±5%以内否则谐振点偏移会导致变频范围扩大影响系统整体效率。用Litz线绕制虽然成本高但能把150kHz下的涡流损耗降低40%左右。整个系统调通后实测数据充电效率96.2%放电效率95.8%比传统LLC拓扑高了约2个百分点。不过散热设计要留足余量——满载时MOSFET壳温会冲到85℃风道设计不好容易触发过热保护。
CLLC谐振参数计算
应用于V2G的双向CLLC谐振变换器充放电仿真【附参考文献】 1前级整流电路采用双向AC/DC单相PWM整流器正向采用恒压400V闭环反向采用恒功率控制输入220V输入单位功率因数 2后级DC/DC电路采用双向CLLC谐振变换器谐振频率150kHz采用PFM变频控制且闭环输出电压360V系统功率3.5kW。 3能量流动正向变换时单相交流电网向电动汽车输出360V反向变换时电动汽车向电网回馈能量 4参考文献 《应用于V2G的CLLC双向谐振变换器关键技术研究_陈宁》 《双向车载充电机中宽范围CLLC变换器的研究与设计》最近在搞V2G项目的硬件调试发现双向CLLC谐振变换器真是电动汽车与电网互动的宝藏电路。这种拓扑结构不仅能实现零电压开关降低损耗还自带双向能量传输的物理特性今天咱们就拆开说说这种结构的仿真实现细节。前级AC/DC环节用了单相PWM整流器参数配置直接上代码更直观% PWM整流器参数 Vin 220; % 输入电压 Vdc_ref 400; % 直流母线目标电压 P_rate 3500; % 系统额定功率 L_filter 2e-3; % 网侧滤波电感 C_dc 470e-6; % 直流母线电容正向运行时采用电压闭环这里有个小技巧——在Simulink里用电压外环嵌套电流内环结构时记得把PI控制器的抗饱和功能打开否则模式切换时容易炸管。反向并网时切换为恒功率控制这时候需要实时计算电网电压相位我通常用二阶广义积分器SOGI做锁相比传统PLL响应快30%左右。后级CLLC的谐振腔参数设计是关键直接上干货fr 150e3 # 谐振频率 Po 3500 # 功率 Cr (Po)/(4*np.pi**2*fr**2*Vdc_ref**2) # 谐振电容估算 Lr 1/(4*np.pi**2*fr**2*Cr) # 谐振电感 print(f谐振电容:{Cr*1e9:.2f}nF, 谐振电感:{Lr*1e6:.2f}uH)实际调试中发现死区时间设置必须跟着开关频率动态调整。这里分享个实测数据当频率从120kHz升到180kHz时最优死区应该从350ns缩减到200ns否则轻载时ZVS条件会被破坏。应用于V2G的双向CLLC谐振变换器充放电仿真【附参考文献】 1前级整流电路采用双向AC/DC单相PWM整流器正向采用恒压400V闭环反向采用恒功率控制输入220V输入单位功率因数 2后级DC/DC电路采用双向CLLC谐振变换器谐振频率150kHz采用PFM变频控制且闭环输出电压360V系统功率3.5kW。 3能量流动正向变换时单相交流电网向电动汽车输出360V反向变换时电动汽车向电网回馈能量 4参考文献 《应用于V2G的CLLC双向谐振变换器关键技术研究_陈宁》 《双向车载充电机中宽范围CLLC变换器的研究与设计》在PLECS里搭建的PFM控制模型长这样// 变频控制伪代码 void PFM_Control() { static float freq 150e3; float Vout Read_ADC(0); float Iout Read_ADC(1); if (Vout 358) { // 2V滞环 freq MAX(freq - 100, 120e3); } else if (Vout 362) { freq MIN(freq 100, 180e3); } Set_PWM_Freq(freq); }实测波形显示充电模式下电压超调量控制在3%以内需要引入前馈补偿。有个反直觉的现象增大谐振电容反而能改善轻载效率这是因为降低了环流损耗但代价是体积增加这波属于用空间换效率了。能量双向流动切换时发现前级和后级存在控制时序耦合问题。解决方法是在模式切换指令发出后先让后级CLLC停止开关动作5ms等前级整流器完全建立稳定母线电压再动作。这个时间差要是短于3ms系统崩溃概率直接飙升到70%。参考文献里提到的磁集成设计确实能缩减体积不过自己绕变压器时要注意原副边漏感要控制在谐振电感的±5%以内否则谐振点偏移会导致变频范围扩大影响系统整体效率。用Litz线绕制虽然成本高但能把150kHz下的涡流损耗降低40%左右。整个系统调通后实测数据充电效率96.2%放电效率95.8%比传统LLC拓扑高了约2个百分点。不过散热设计要留足余量——满载时MOSFET壳温会冲到85℃风道设计不好容易触发过热保护。
